Разводка дифференциальных пар
Дифференциальные пары работают только тогда превосходно, если они не взаимодействуют с другими сигналами. Однако компромиссные решения при трассировке позволяют применять плотную разводку трасс.
Традиционные понятия о параллельных интерфейсных потоках начинают не выполняться при скорости выше 200 МГц из-за взаимодействия сигналов большого количества шин, требующегося для передачи огромного объема информации. Решением этой проблемы является применение последовательных интерфейсов, использующих передачу сигналов в дифференциальном виде и обеспечивающих необходимую скорость потока. Дифференциальная передача сигналов, кроме того, обеспечивает значительно более низкий уровень излучения, сокращает количество выводов устройств и сигнальных шин и предоставляет возможность передавать сигналы на относительно большие расстояния.
Что это означает для разработчика печатных плат? Очевидно, новый набор требований к дизайну. Эти требования сосредоточиваются вокруг разводки двух проводников рядом друг с другом, но это не так просто, как может показаться вначале. Имеется масса теоретических материалов, но реальность может преподносить сюрпризы, по крайней мере в том, что касается требований, выдвигаемых к печатной плате.
Дифференциальная передача сигналов подразумевает передачу одинаковой информации по двум проводникам. При этом используются две шины, как минимум один передатчик (драйвер) с выходами позитивного и негативного сигналов и по одному приемнику (ресиверу) на каждый сигнал. Драйвер передает сигналы инверсно друг другу. В то время как позитивный выходной сигнал, совпадающий по фазе с входным сигналом драйвера, переходит из низкого уровня в высокий, негативный выходной сигнал, инверсный входному, переходит из высокого уровня в низкий. На рисунке 1 показаны два выходных сигнала драйвера и дифференциальный сигнал, вычисляемый как разность между позитивным и негативным сигналами. Вычитание сигналов друг из друга происходит в дифференциальном ресивере.
Теория
Нет недостатка мнений экспертов по терминологии, как необходимо говорить: «синфазный сигнал» (common mode), «сигнал при дифференциальном включении» (differential mode) и даже «сигнал нечетной волны» (odd-mode). Говоря по-простому, огромный теоретический выигрыш дифференциальной пары происходит при использовании равных противофазных сигналов, передаваемых по двум проводникам. Это предполагает, что проводники располагаются настолько близко друг к другу, что электрическая энергия, излучаемая каждым проводником, может быть воспринята другим (т.е. существуют взаимосвязь и взаимовлияние). Основные преимущества от применения равных противофазных сигналов, передающихся по близко расположенным проводникам, следующие:
1. Защищенность от шума. Любой шум, наводящийся на один из проводников, будет в такой же мере наводиться и на другой проводник. Поскольку одинаковый шум в этом случае будет присутствовать в обоих сигналах, то этот шум устраняется в разностном (дифференциальном) сигнале.
2. Нечувствительность к опорному напряжению. В дифференциальном сигнале всегда присутствует некоторый опорный уровень, позволяющий использовать его в случае, когда передатчик и приемник имеют различные общие напряжения питания (различные земли). Это также позволяет решить проблемы, связанные с нестабильностью напряжений общих выводов, и улучшить целостность сигналов.
3. Уменьшение излучаемых электромагнитных помех. Такие помехи возникают, в основном, во время переключения сигнала из одного состояния в другое. Поскольку оба дифференциальных сигнала переключаются одновременно, но противофазно, то возникающие излучения взаимно компенсируются. Кроме того, каждый из дифференциальных сигналов обычно имеет небольшую амплитуду (на рисунке 1 амплитуда составляет 0,4 В), поэтому уровень излучения также небольшой.
И последнее в теории — дифференциальный импеданс. Он определяется индивидуальным импедансом проводников пары и связью между ними.
Реальность
Ниже приводится пример создания дифференциальной пары, базирующийся на требованиях некоторых текущих стандартов.
- ZOD = 100 Ом ±10%. Дифференциальный импеданс, являющийся одним из основных факторов. Индивидуальный импеданс каждого проводника также может быть специфицирован и обычно близок к 50 Ом. Расстояние между проводниками и/или ширина проводников тоже могут быть определены, но если не оговорен стек дифференциальных пар, то всегда по умолчанию используется значение дифференциального импеданса.
- Проводники пары должны быть подобраны по длине с точностью 0,635 мм (0,025 дюйма). Более точное значение не играет особой роли, но может быть уменьшено при передаче сигналов с большой скоростью. Таким образом, проводники каждой пары должны быть согласованы по длине.
- Расстояние между разными сигналами должно быть не менее 0,508 мм (0,020 дюйма).Это расстояние между одним из проводников дифференциальной пары и проводником, по которому передается другой сигнал. Необходимо увеличивать расстояние между двумя дифференциальными парами настолько, насколько возможно.
- Проводники тактового сигнала и группового сигнала данных должны быть подобраны по длине с точностью 6,35 мм (0,250 дюйма). Более точное значение также не играет особой роли и зависит от скорости передачи. В зависимости от приложения, длина одних дифференциальных пар группового сигнала может отличаться от длины других пар этой же группы. (Под групповым сигналом здесь понимается несколько дифференциальных пар, объединенные одним тактовым сигналом и передающие схожую информацию.)
- Поддержание постоянного опорного напряжения. Иногда это означает удержание группового сигнала на одном слое с одним опорным напряжением. Дополнительные требования могут также предполагать ограничения в переходах на другие слои.
Таким образом, необходимо располагать проводники дифференциальной пары настолько близко друг к другу, насколько это возможно, и поддерживать постоянным дифференциальный импеданс. Все это выглядит логично и нет смысла в более подробных описаниях, правилах и математических выкладках, чтобы возвращаться к этому. И, естественно, чтобы сигналы были на самом деле дифференциальными (т.е. равными и противофазными). Теория обычно рассматривает дифференциальные проводники в виде витых пар с сильной взаимосвязью, тогда как при типичном значении дифференциального импеданса 100 Ом для печатных плат взаимосвязь мала. В этом основное отличие.
На рисунке 2 показано типичное сечение дифференциальной пары с импедансом 100 Ом.
Предполагая возможные вопросы, попробуем пересмотреть теоретические выгоды от применения дифференциальных сигналов. С точки зрения защищенности от внешнего шума, важна не связь между шинами, а взаимное расположение шин, т.е. расстояние между ними. Чем меньше это расстояние, тем становится более одинаковым воздествие сигнала-агрессора на обе шины. Реальное уменьшение перекрестных помех возможно лишь при удалении источника шума. Оказываемое воздействие зависит от квадрата расстояния между проводником агрессора и сигнальным проводником. Выигрыш от нечувствительности к опорному напряжению в большей степени зависит от качественных показателей интегральных схем и не зависит от связи между дифференциальными шинами.
И последний пункт, который может вызвать замешательство. Дифференциальные сигналы могут использоваться в ситуации, когда передатчик и приемник используют совершенно различные общие напряжения питания. Однако рекомендуется поддержание постоянного опорного напряжения. В этом случае возникает противоречие между теорией и реальностью, но иногда то, что получается, немного не вписывается в теорию.
Возвратимся к теории снова. Дифференциальная передача подразумевает использование двух равных противофазных сигналов по двум проводникам. Эти комплементарные сигналы формируются драйвером. Что же надо делать, чтобы эти сигнала оставались одинаковыми? Их симметрия есть ключ ко всему. Теория ничего не говорит о скорости сигналов и, в особенности, о о скорости нарастания их фронтов. Если бы эти сигналы были однопроводными, то тогда их импеданс и нагрузка для согласования были бы главными критериями.
И опять обратимся к теории, но с другой стороны. Если симметрия дифференциальных трасс настолько важна, то становится чрезвычайно важным одинаковая длина проводников. Это более важно, чем просто статическая проверка; сигналы должны сохранять фазовое соотношение (180°) на протяжении всей длины. Максимально возможная разводка проводников пары на одном слое и минимальное количество переходов на другие слои также способствуют увеличению симметрии. Расстояние от пары до других сигналов влияет на возможный наведенный шум, но взаимосвязь также играет существенную роль для уменьшения восприимчивости к наводкам.
Оставшееся касается того, что обычно дифференциальные сигналы передаются а достаточно высокой скорости. Дифференциальный импеданс определяет оконечную нагрузку линии передачи. Это же является справедливым и для базового опорного уровня. Все, рассмотренное выше, а также качество взаимосвязи гарантирует, что электромагнитные помехи будут минимальными.
Как все сказанное ранее перевести в разводку проводников? Общее количество трасс равно удвоенному числу сигналов, но часто общий интерфейс имеет уменьшенное количество сигналов. Это может дать небольшое послабление при разводке сложной печатной платы. К тому же, сигналы пары следует рассматривать, как одно целое. Дифференциальный импеданс обусловливает ширину проводников и расстояние между ними, но стратегия разводки должна полностью базироваться на симметрии проводников пары на всей длине от драйвера до ресивера.
Правила разводки должны применяться не только к базовым понятиям (ширина проводников и расстояние между ними и между парой и другим сигналом), но и к комплексным вопросам. На рисунке 3 показаны две дифференциальные пары. После проверки DRC (design rules check) слева отмечены несвязанные проводники, а справа сигналы двух связанных трасс не согласованы по фазе.
Если имеется возможность, то в процессе разводки должны тестироваться длины отрезков проводников пары между контрольными точками, чтобы сигналы, передающиеся по ним, имели одинаковую фазовую задержку. Если такой возможности нет, необходимо производить общую проверку длин проводников от начала до конца. Комплементарные сигналы (рис. 1) должны приходить к приемнику в одно и то же время. Если же какой-либо сигнал (позитивный или негативный) имеет задержку или опережение относительно другого сигнала, то это говорит о том, что дифференциальная пара не оптимизирована и на нее может оказываться сильное воздействие извне (амплитудное или временное).
На рисунке 4 показана плохая разводка дифференциальных сигналов. Использование углов в 45° более предпочтительно, чем углов в 90°, при которых создается большая разница в длине дифференциальных трасс и происходит некоторая потеря взаимосвязи между ними. Другая ошибка в этом примере состоит в переходе одной из трасс на другой слой, что приводит к еще большей потери взаимосвязи. Неидеальность вполне допустима, но количество элементов, приводящих к ней, должно быть сокращено до минимума.
Когда требуется развести сложную печатную плату с большим количеством различных групп дифференциальных пар, то может оказаться лучше в первую очередь разводить и оптимизировать пары, к которым предъявляются одинаковые требования (правила). Допуск по длине пар внутри одной группы может превышать допуск по длине проводников отдельно взятой пары пары. Таким образом, приоритет разводки пары выше приоритета разводки группы. Идеально, если применяется интерактивная разводка, предоставляющая обратную связь в динамике и помогающая процессу разводки.
Автор: Dennis Nagle
Перевод статьи ROUTING DIFFERENTIAL PAIRS
Printed Circuit Design & Manufacture
August 2003
Для помехозащищенности комплементарно передаваемые сигналы должны быть хорошо сбалансированы и обладать одинаковым импедансом
Дифференциальная передача подразумевает наличие двух комплементарных сигналов с равной амплитудой и фазовым сдвигом 180°. Один из сигналов называется позитивным (прямым, неинверсным), второй – негативным (инверсным). Дифференциальная передача широко используется в электронных схемах и существенна для увеличения скорости передачи данных. Высокоскоростные тактовые сигналы компьютерных материнских плат и серверов передаются по дифференциальным линиям. Многочисленные устройства, такие как, принтеры, коммутаторы, маршрутизаторы и сигнал-процессоры используют технологию низкоуровневой дифференциальной передачи сигналов LVDS (Low Voltage Differential Signaling).
По сравнению с однопроводной для реализации дифференциальной передачи требуется большее количество передатчиков (драйверов, трансмиттеров) и приемников (ресиверов), а также удвоенное число выводов элементов и проводников. С другой стороны, использование дифференциальной передачи дает несколько привлекательных преимуществ:
– большая временная точность,
– большая возможная скорость передачи,
– меньшая восприимчивость к электромагнитным помехам,
– меньший шум, связанный с перекрестными помехами.
При разводке дифференциальных проводников важно, чтобы обе дифференциальные трассы обладали одним и тем же импедансом, были одинаковой длины, а расстояние между их краями было постоянным.
Используя пример, рассмотрим несколько важных концепций дифференциальной разводки. На рисунке 1 показана дифференциальная шина материнской платы, проложенная между выводами специализированной микросхемы (ASIC) и разъемом для подключения дочерней платы с микросхемами памяти. Проводник прямого сигнала выделен зеленым цветом, а инверсного – красным. Каждый проводник на своем протяжении имеет два переходных отверстия и серпантиновый участок.
Рис. 1. Дифференциальная пара на материнской печатной плате
Дифференциальная разводка на этом рисунке выполена с учетом нескольких правил:
– выводы компонентов, использующихся для передачи или приема дифференциальных сигналов, располагаются близко друг от друга;
– на каждом, отдельно взятом слое, располагаются отрезки шин одинаковой длины, а расстояние между шинами сохраняется на разных слоях одинаковым;
– при смене слоя зазор между площадками переходных отверстий делается минимальным (не превышающим расстояния между шинами, если это выполнимо);
– серпантиновые участки двух шин располагаются в одной области так, чтобы у позитивного и негативного сигналов были одинаковые задержки распространения на протяжении всей длины цепи.
Скругление углов и одинаковая длина дифференциальных проводников требует особой внимательности.
Кроме проводников печатной платы, в корпусе интегральной схемы располагаются шины, соединяющие каждый вывод корпуса с выводом кристалла ИС. Различная длина этих шин в некоторых случаях может вносить свои коррективы.
В качестве численного примера рассмотрим дифференциальные шины со следующими длинами сегментов:
для прямого сигнала
– длина сегмента от вывода разъема до первого переходного отверстия = 3022.93 мил (76,78 мм),
– длина сегмента между переходными отверстиями = 747.97 мил (19,0 мм),
– длина сегмента от второго переходного отверстия до вывода ИС = 27.8 мил (0,71 мм),
– общая длина цепи прямого сигнала = 3,798.70 мил (96,49 мм);
для инверсного сигнала
– длина сегмента от вывода разъема до первого переходного отверстия = 3025.50 мил (76,78 мм),
– длина сегмента между переходными отверстиями = 817.87 мил (19,0 мм),
– длина сегмента от второго переходного отверстия до вывода ИС = 27.8 мил (0,71 мм),
– общая длина цепи прямого сигнала = 3,871.17 мил (98,33 мм).
Таким образом, разница в длинах проводников печатной платы составляет 72.47 мил (1,84 мм).
Некоторую часть полученной разницы можно скомпенсировать, учитывая различную длину шин внутри корпуса ИС. При этом разница суммарных длин трасс становится в пределах специфицированного допуска.
Рисунок 2 показывает, что общая длина шины должна быть продумана с точки зрения уменьшения разницы в длинах дифференциальных проводников.
Рис. 2. Сумма (L0 + L1) должна равняться сумме (L2 + L3) в пределах допускаемой погрешности
Повторяя снова, желательно сохранять постоянным расстояние между краями проводников на всем их протяжении. Исследование дифференциальной пары показывают, что поблизости от выводов разъема шины теряют параллельность друг относительно друга. Рисунок 3 иллюстрирует схему разводки с минимизацией этого недостатка при сохранении параллельности на большой длине (образующийся при этом острый угол проводника инверсного сигнала может приводить к потере его целостности с вытекающими отсюда последствиями – примечание переводчика). Такая схема может применяться в случаях, когда дифференциальные сигналы должны иметь сильную связь или при передаче высокоскоростных сигналов.
Рис. 3. Параллельная разводка проводников
Когда интервал между двумя трассами относительно велик (связь между проводником и полигоном превышает взаимосвязь между проводниками), то пара становится слабосвязанной. И, наоборот, когда две трассы расположены достаточно близко друг от друга (взаимосвязь между ними больше связи между отдельным проводником и полигоном), то это означает, что проводники пары сильно связаны. Сильная связь обычно не является необходимой для достижения начальных преимуществ дифференциальной структуры. Тем не менее, для достижения хорошей помехозащищенности сильная связь желательна для комплементарно передающихся, хорошо сбалансированных сигналов, обладающих симметричным импедансом относительно опорного напряжения.
Концепция дифференциальной разводки в этом случает предполагает компланарные пары (т.е. располагающиеся в одном слое), имеющие связь по краям проводников. Дифференциальные сигналы могут также разводиться и другим способом, при котором проводники прямого и инверсного сигналов располагаются на разных (соседних. ) слоях платы. Однако, такой способ может вызвать проблемы с постоянством импеданса. На рисунке 4 приведены оба эти варианта, а также некоторые критичные размеры, такие как ширина (W), расстояние между краями (S), толщина проводников (T) и дистанция между проводником и полигоном (H). Эти параметры, устанавливающие геометрию поперечного сечения дифференциальной пары, часто используются (наряду со свойствами материала проводников и диэлектрика подложки) для определения значений импедансов (для нерегулярного, равновесного, синфазного и противо-фазного режимов) и для вычисления величины связи между проводниками пары.
Рис. 4. Геометрические размеры сечения дифференциальной пары
Итак, вторая статья из цикла, про которую я уже неоднократно упоминал. Сегодня постараюсь упихать в головы читателей несколько ключевых моментов, без которых нельзя жить на свете. До сих пор я говорил про согласование, согласованную нагрузку. Что-то упоминал про ширину линии, которая вроде как должна быть строго определенной. Пришло время расставить точки. Вам потребуется пластиковая бутылка и ножницы бесконечная пара проводов и немного терпения, добро пожаловать под кат!
Зайдем издалека.
Возьмем генератор с внутренним сопротивлением R. И к нему подключим нагрузку R1. Обычная такая схема. 
Вопрос в том, насколько эта схема эффективна? При каком сопротивлении на нагрузке можно получить максимальную мощность?
Немного расчетов:
Чтобы получить максимум мощности вспомним производную и приравняем к нулю.
и вот мы уже получаем, что максимальная мощность выделяется, когда R = R1. В этом случае говорят, что система генератор-нагрузка согласована.
Ну а теперь пошли фокусы. Подаем в нашу схему большую частоту. В прошлый раз мы видели, что в разных частях линии напряжение может быть совсем разным. Вот пусть на нашей схеме будет вот так: 
да, забудьте пока про узлы-пучности, стоячих волн нет, рассматриваем только падающую. В любом случае «в лоб» закон ома для этой картинки уже не применить. Вот когда начинается такая беда, значит мы имеем дело с длинной линией. Заодно можно вспомнить наши сопли из припоя и 1206 конденсаторы, которые начинают вести себя как попало на каких то частотах, опять же из-за того, что размеры сравнимы с длиной волны и там появляются всякие шлейфы, стоячие волны и резонансы. Все это называют устройствами с распределенными параметрами. Обычно говорят про распределённые параметры, когда размеры элементов превышают λ/10 (т. е. одну десятую длины волны) (спасибо EW1UA за удачную фразу)
Так что же нам делать с нашей схемой? В прошлый раз мы говорили про длину линий, не затрагивая другие параметры. Пора исправить это недоразумение.
Представьте, что генератор (или выходной каскад, например), качает в линию мощность. Никакой отраженной волны (пока) нет, наш генератор вообще не знает, что с той стороны линии, качает в никуда. Это как будто берем динамик, подносим к трубе и в трубу уходят звуковые волны.
Параметры такой системы можно определить по-разному. Можно определить(пока, правда, не понятно, как) ток и напряжение. А можно определить мощность (произведение тока на напряжение) и отношение напряжения к току в линии. Последняя величина имеет смысл сопротивления. Ее так и называют — волновое сопротивление. И величина эта для конкретно взятой линии (и на конкретной частоте, если быть точным) всегда одинаковая, от генератора не зависит.
Если вы возьмете бесконечную линию с каким-то заданным Z (так обычно обозначают волновое сопротивление) и подключите к ней ваш мультиметр, он это сопротивление и покажет. Хотя, казалось бы, просто пара проводов. А вот если пара будет конечной, как это обычно и бывает в нашей жизни, возникнет отражение на конце линии, стоячая волна. Поэтому ваш мультиметр покажет бесконечное сопротивление (это будет, в принципе, пучность).
Итак, по линии бежит волна. Волновое сопротивление линии не меняется (говорят, что линия регулярна), отношение напряжения к току одинаковое. А теперь — бах! — сопротивление линии совершает скачок. 
Так как дальше соотношения между током и напряжением будут уже другие, «лишний» или недостающий ток в точке скачка формирует отраженную волну. Для более подробного понимания процесса неплохо бы записать для точки телеграфные уравнения, но для начала достаточно помнить, что
При отражении от ХХ фаза не меняется
При отражении от КЗ фаза переворачивается на 180°
Ну и осталось сказать про подключение линии к нагрузке. В принципе, нагрузку, можно рассматривать как бесконечную линию с волновым сопротивлением равным сопротивлению нагрузки. Прошлый пример с мультиметром, я думаю, это показывает весьма наглядно тем, кто в начале поста запасся бесконечным проводом. Так что если сопротивление нагрузки равно сопротивлению линии, система согласована, ничего не отражается, КСВ равно единице. Ну а если сопротивления отличаются, справедливы все вышеописанные рассуждения про отражение.
Собственно, в прошлый раз мы рассматривали КЗ и ХХ, вот на эти вещи можно смотреть как на нагрузки с нулевым или бесконечным сопротивлением.
Используя переотражения на скачках волнового сопротивления и линии с разным волновым сопротивлением, можно получить множество разных вещей в СВЧ. Нужно рассказывать про диаграмму смита и комплексное волновое сопротивление, это не сегодня. Приведу только пару примеров:
1. Если отрезок линии имеет длину в половину длины волны, его волновое сопротивление не важно. Волновое сопротивление на входе равно волновому сопротивлению на выходе. То есть сопротивление со стороны входа такой нагруженной линии равно той самой нагрузке подключенной на другой стороне линии.
2. Для отрезка в четверть волны c волновым сопротивлением линии Z волновое сопротивление на входе рассчитывается по формуле 
Так можно согласовывать линии с разным волновым сопротивлением в узком диапазоне (в котором одна-три-пять-… четвертей длины волны соответствует длине шлейфа)
А теперь посмотрим на линию передачи поближе. 
В прошлой статье мы уже говорили, что линия — просто два провода, говорили, что они бывают балансные и небалансные, и даже рассмотрели микрополосковую линию: 
У микрополоски два основных параметра: толщина диэлектрика и ширина проводника (ширина дорожки).
Следующая небалансная линия. Если экран убрать снизу и разместить справа и слева от дорожки, мы получим копланарную линию (от слова co-planar — в одной плоскости, нет в этом слове буквы «м»). 
Вариантов еще целая куча:
- Можно в многослойной плате сделать экран снизу и сверху и получится симметричная микрополоска.
- Если прорезать в полигоне щель, получится щелевая линия.
- Можно сделать на плате две дорожки рядом и получится дифференциальная пара
- Можно эту диффпару снабдить снизу землей
- Можно объединить копланар и микрополоску:
Здесь у линии есть экран на нижнем слое, а рядом с линией делается множество отверстий для связи с верхним слоем. Это дополнительно экранирует линии друг от друга.
Из «не на плате» линий стоит вспомнить коаксиальный кабель (пример небалансной линии) 
Цифрой 1 показан токоведущий проводник, 3 — экранный. 2 и 4 — изоляция. Для волнового сопротивления важна толщина внутреннего проводника, эпсилон диэлектрика 2 и диаметр экрана.
И витую пару, конечно же, как пример балансной линии. 
У всех этих линий есть некоторые геометрические параметры, толщина провода, различные расстояния, зазоры. Ну и как у любой линии у каждой из них есть волновое сопротивление. Задача состоит в том, чтобы определить как-то это волновое сопротивление.
Для этого неплохо линию представить эквивалентной схемой: 
Посмотрите, куча индуктивностей символизируют собой провода, а емкости — связь между проводами. В этой эквивалентной схеме кроется глубокий смысл: любая железка имеет и индуктивность и емкость, и вкупе они описывают волновое сопротивление линии. Если мы делаем проводники тоньше, увеличивается индуктивность и волновое сопротивление увеличивается. Если мы приближаем провода друг к другу, увеличивается емкость и волновое сопротивление уменьшается. Так что можно делать линии с разной шириной, толщиной и получать разное волновое сопротивление. Пример использования этого явления будет в конце этой статьи!
Ладно, все это занятно, но как же считать волновое сопротивление, спросите вы?
Я бы вам насоветовал кучу формул, будь мы в «быдловузе» как тут некоторые любят выражаться, но я их и сам не знаю. Есть замечательная программка: TxLine. Кроме того есть несколько программ для андроида, их уж сами ищите, у меня WM5.
Забиваете параметры вашей платы и нужное волновое и получаете ширину дорожки. Или наоборот. То же самое для кабеля и других видов линий. 
Ах да, хотел сказать что классическое волновое сопротивление в «гражданской» технике типа телевизоров и радио — 75 Ом. В военной технике, а теперь и в системах радиосвязи, используется волновое 50 Ом. Говорят, что это было сделано чтобы уменьшить число выносимого за пределы проходной кабеля и разъемов =)
Так что все разъемы и кабели, многие устройства рассчитываются на волновое сопротивление 50 Ом.
На самом деле, как подсказывают в комментариях, 50 уменьшает потери из-за скин-эффекта а 75 ом проще согласовывать с антеннами.
Вернемся к нашим индуктивностям и емкостям. На частотах диапазона СВЧ больших емкостей и индуктивностей не надо: пикофарады, наногенри уже влияют. Так что паразитная индуктивность вывода микросхемы или паразитная емкость между витками катушки могут сильно подпортить ваши ожидания. В начале статьи я говорил, что линия с высоким волновым имеет большую индуктивную составляющую, так что можно считать ее индуктивностью. А линия с низким волновым может считаться емкостью. Давайте это проверим и используем!
Я думаю, почти все знают, что такое фильтр, в частности фильтр нижних частот. Надо вам сигнал сгладить, убрать высокие гармоники или отрезать ВЧ компоненты — тут-то вам и пригодиться ФНЧ.
Я построил классический LC ФНЧ в плагине iFilter, которая входит в состав AWR Design Environment c частотой среза 1 ГГц. 
Если вы считаете, что можно просто взять и запаять кондеры и катушки по схеме — вы зря читали мои статьи, если вообще читали. Во-первых, не всякая индуктивность будет адекватно работать из-за паразитных емкостей между витками. Во-вторых, потребуются компоненты как минимум в 0402 корпусе, аккуратная пайка и минимальные расстояния между элементами (может, конечно, найдется человек который сделал все на выводных компонентах, катушки мотал на карандаше и паял на макетной плате и у него заработало, только сколько он просидел с настройкой этого чуда, как правило, умалчивается). В-третьих, схема достаточно чувствительна к разбросу параметров и я сомневаюсь, что вы подберете все компоненты по нужным номиналам.
Что же делать? Нужно делать свои индуктивности и емкости, как иначе! Используем тот факт, что тонкий проводник (или линия с высоким Z) похожа на индуктивность, а широкая линия (с низким Z) — близка к емкости.
Вот исходная схема: 
А вот схема, в которой мы уже заменили элементы, как написано выше: 
не, это не резисторы, так AWR обозначает линии передачи
Вот как это выглядит: 
И в 3D: 
Данный фильтр подвергся достаточно разностороннему анализу. Была промоделирована схема, схема на линиях, затем нарисована топология которую промоделировали 3-мя разными симуляторами в 3D. Ну и с реального фильтра была снята АЧХ. Результаты показаны на графиках: 
Здесь коричневый график — исходная схема из iFilter (как видите, я вас немного обманул, фильтр считался на 1300 МГц), серый, синий и черный графики — разные 3D модели. Красная линия — результаты измерений на панорамном измерителе. Ну пару слов можно сказать: HFSS «угадал» параметры в начале диапазона и увидел резонансы на высоких частотах. EMSight из пакета AWR очень точно промоделировал спад характеристики фильтра. Axiem’у наверное не хватило точности, там сетка разбивается вручную.
Все рассчеты производились в демо-версии AWR Design Environment версии 9.0.
Как всегда, жду комментариев, на этот раз думаю, что будет не так много эмоций и больше обсуждения по-существу.
Ну и я продолжаю участвовать в конкурсе:
upd: кто-то наверняка заметит: «аа, да видно же, ты емкости на плате подрезал!» Верно, подрезал, в последний момент обнаружилось, что фильтр (а он делался как учебное пособие) почти не видно на универских приборах и пришлось сдвигать частоту среза до 1500 МГц. Получилось. Но все результаты я здесь привел до обрезки, модели действительно соответствуют реальности без какой-то настройки.
